两种优化开关模式在高频SVPWM逆变电源中的应用
摘要：针对数字化高频空间矢量脉宽调制（SVPWM）逆变电源的特殊要求，对SVPWM算法进行了改进，并提出两种适用于高频SVPWM算法的优化开关模式。最后分别采用纯软件方法和硬件结合DSP内部空间矢量PWM集成硬件的混合方法，来实现两种优化开关模式在一高频SVPWM逆变电源样机中的应用。该样机采用TMS320LF2407A构成的最小控制系统，可输出0～1000Hz连续可调的三相交流电。引言
现代化工业生产中高速电机和超高速电机被广泛应用于诸如高速机床，涡轮分子泵，离心机，压缩机，飞轮贮能以及小型发电设备等工业领域。为使一台电机的转速达到60000r/min，逆变器必须提供至少1000Hz基频的交流电。
目前，国内在高频逆变器领域的研究中，主要还是采用正弦脉宽调制（SPWM）技术[1]。近年来出现了在正弦波中注入零序信号的.非正弦脉宽调制技术。电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）即是在正弦波中注入适当的三次谐波的非正弦调制技术，它的线性调制度较SPWM高15％，而且输出谐波小。由于空间矢量控制实时算法含多个乘法运算和矩阵运算，而使运算量大，所以，对CPU的运算速度和数据处理技术要求就更高。为实现SVPWM的在线运算，有人采用双CPU，双口RAM并行工作的原理，这样虽然高速性很好，但用两片CPU明显提高了设计难度和成本；而且在高频数字化控制领域，上述结构中CPU的数据交换和处理速度也将无法满足要求。本文针对全数字化高频SVPWM逆变电源对高速性、实时性、可靠性的要求，首先，改进了SVPWM算法，然后，在总结SVPWM开关模式后，提出了两种适合于高频SVPWM算法的优化开关模式，并在由TI公司高性能数字信号处理器TMS320LF2407A组成的频逆变数字控制系统中给予实现，同时进行了对比研究。
1 SVPWM的算法改进及两种优化开关模式
对于三相电压源型逆变器的6个开关管，用“1”和“0”分别代表上下桥臂的开、关状态，则开关信号共有8种组合，U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），以及U0（000）和U7（111）。这8种组合，在复平面上，分别产生8种电压向量，如图1所示。其中U0及U7为零向量，6个非零向量构成了图中的六边形，并将六边形分为6个扇区。图中所示六边形内切圆和略小的同心圆分别表示SVPWM和SPWM的直流电压利用率。空间电压矢量法即是通过选取同一扇区中相邻两个非零矢量和适当的零矢量来合成一个等效的空间旋转电压矢量Uref（该电压向量在空间上理想轨迹是一个圆），调控Uref的频率、幅值和相位，即可实现逆变器输出电压频率、幅值和相位的控制。设T1及T2分别为同一扇区两相邻非零向量UX及UX±1，在同一个采样周期中对应的作用时间，T0为零向量作用时间，由SVPWM的原理可得式（1）。
图4 两种不对称的优化开关模式
TPWMUref=T1UX＋T2UX±1＋T0(UoorU7) (1)
对式（1），文献[2]给出T1，T2和T0的解，如式（2）。
式中：0?α?π/3，为Uref与A（或D）轴的夹角；
T1＋T2＋T0=T=TPWM，为控制周期；
m为调制度。
这种解法在Uref的幅值和相位已知条件下，可以精简控制算法，但在电机控制算法中，比如常用的转子磁场定向控制或气隙磁场定向控制中，电压的给定量[Ud，Uq]T通常是由电流内环id及iq通过电流调节器，或是文献[3]中所述，直接对id及iq进行定子电压解耦得到，而此时再用以上求解算法需先把给定量转换为Uref的向量表达式，这将会加大指令开销，不利于快速实时控制，所以，有必要对式（1）的求解方法进行改进。